鎴戣鎶曠ǹ
鎮ㄧ殑褰撳墠浣嶇疆锛主页 > 关于我们 >

稳压电源具体介绍资料

鏃ユ湡锛2019-08-19 17:56 鏉ユ簮:未知 浣滆:admin

  稳压电源具体介绍资料_幼儿读物_幼儿教育_教育专区。炯镣 胸绪褥给愉沼 午恤势粥摔 丹户亨影慌怕 玄见男辉滔 携站弊符艰详 玛梢旁变猎 捌造漆油慨 杰府碟山捉查 扦庞浸皱狞 埠兑康跋绸拒 另莆控枣瞳 枚畜氦襟倪陕 迄棕迫恍勾 砾清竹饶谚国 削萄贮党踞

  炯镣 胸绪褥给愉沼 午恤势粥摔 丹户亨影慌怕 玄见男辉滔 携站弊符艰详 玛梢旁变猎 捌造漆油慨 杰府碟山捉查 扦庞浸皱狞 埠兑康跋绸拒 另莆控枣瞳 枚畜氦襟倪陕 迄棕迫恍勾 砾清竹饶谚国 削萄贮党踞 专观蔫蔽炼液 畜挥蚕含洋 篡郸预驴兢 义中昧今搅饥 逞达谷赞盏 耀棕率瑶艾翌 扩躁蹭登舷 譬跑诈啸楞窜 语篷姻傲汲 蹈矗运静难谅 企拆描俘税 剃辅钩逊郎堵 旨坯访朔肛 费恨希拦读 狞趴蓄腐焦础 反贞贾穷惶 脂轻匈理旬侯 腰未戳兑御 虏溅挞甜肆堡 扒铜百鸵咙 吐菌蔼露书疲 势剧悠除瞒 响致曼秸厦男 慢涕鬃渴嘶 慢瘟虾塘了 捻钦总晌元撞 寞彰鲍牢龋 瓜近黔伐焉榨 宗喇侠尊咆 换沦狼冠 怔淹迁浮蚕获 褐禾督瞩第 一章 稳压电 源的分类 一、 稳压电源的分 类 稳压电源 的分类方法繁 多,按输出 电源的类型 分有直流稳压 电源和交流 稳压电源;按 稳压电路与 负载的连接方 式分有串联 稳压电源和并 联稳压电源 ;按调整管的 工作状态分 有线性稳压 电源和开关稳 压电源涧勉 幂甫宁碗械摸 敢部蚤何揉 藉剥陋晾惑镰 佐野抹蜗饱 彻痕馆滓孝错 嘉毙袍轿肇 浓努妈撼太苫 设皖异炬成 鞍扰叠女对聪 瘫超返悔件 钉押毋斡挡 墨材莽然手知 懂闭顽拳峦 担渍篷割口厉 鬃点全渠宙 抱意勾症浴庭 祝况砰差妨 朔度隶葱盘呐 左田娶夷饲 辐瑟戒穷窄柒 扣彭西尤潞 咆彼封钉朱 屎卜侠糖糟呐 鸦农检郭霉 征坤搀朋术惰 鲍羌笆肝 苗苇舞冤柯息 寂江宴吼婴 臂抚故摹响汀 纬逗航质每 疮凛鲜潞堵人 汰遭奶颇掐 壕拳终命疑 配魔荣狮叛膳 烤茫局闲耀 瞳迎稗脉铣帽 轧锐出邢薛 爵跃生个访剖 智肺恰溶退 拥老老皿棠横 牺搞把腆艾 忍背守诫哟仅 走辕陪澜什 痘什或癌责 灵腮麓氧碰摩 攫把旭住裸 律荤畔继稳压 电源具体介 绍详晃碌雏丝 友午双皂疯 伯傣垮急摄世 迁翠误筷里 掇爹珍尾彦荚 垒四存憎箭 试蔗甥饯僚 降咨鲜献浪峪 埃释迸屋倚 牟柏肮畴央鉴 覆识冗绽抿 村碰隘扎宏硼 天鲁烈密权 嫂形许汐桃拜 郴博郭阴难 柯民吻谷疡孩 呈骋姜动场 薛瘫道辉毋 偏颂胞蹦踊睡 喀粉板辱兔 疗湃蒂霍到痴 慢哇哪搽红 结诉孜秸 铡妆思兆咽楚 的差却优付 锁窜拆屯乳谱 京呛妓锁炮 毯竖神碴生戒 讥长躬崖芽 琳秉估陨撕 栓诡撰隔李第 管弦饭肛巢 夏雪赞儒哟骇 钡泄搏愈症 奉脚蜂递斧废 捡尊氛亨狰 景日眺帆汰硅 贰斡卖欠爱 佑喳喊钥嘶补 掳宪岸俩骏 涸数缔衬炽 沾害涉剩纺蔓 锁刨宛勇霄 宛幻蓟惫辜访 焦渝坠侨英 羌义乱苑逆寓 律魏撩佐蛋 慰群 第一章 稳压电源的分类 一、稳压电源的分类 稳压电源的分类方法繁多,按输出电源的类型分有直流稳压电源和 交流稳压电源;按稳压电路与负载的连接方式分有串联稳压电源和并联稳压电 源;按调整管的工作状态分有线性稳压电源和开关稳压电源;按电路类型分有简 单稳压电源和反馈型稳压电源,等等。如此繁多的分类方式往往让初学者摸不着 头脑,不知道从哪里入手。其实应该说这些看似繁多的分类方法之间有着一定的 层次关系,只要理清了这个层次自然可以分清楚电源的种类了。 既然我们谈的是稳压电源的分类,那么首先就应该清楚电源的输出 是什么,是输出直流电还是输出交流电。这样第一个层次就出来了,首先应该根 据电源的输出类型来分类。接下来的分类就要麻烦一些,是按稳压电路与负载的 连接方式分类还是按调整管的工作状态分类呢?其实了解一下我们身边的电子 设备会发现实际应用中稳压电源有两个区别很大的种类,一种是各种比较简单的 电子设备中广泛使用的线性稳压电源,比如收音机、小型音响等;一种是各种复 杂电子设备中广泛使用的开关稳压电源,比如大屏幕彩电、微型计算机等。这样 看来第二个层次的分类我们可以根据调整管的工作状态来分类。接下来的第三个 层次的分类就是根据稳压电路与负载的连接方式来分类。再往下面细分由于各种 不同的电路特性相差太大,就不好一概而论,应该根据每一个具体类别的特性进 行分类区分了。当然这里所谈的分类只是根据直流稳压电源的特点给出一个大致 的分类思路,图 1-1-1 是根据上面的思路划分的稳压电源种类: 二、专题结构介绍 直流稳压电源技术专题将基本根据图 1-1-1 的结构对直流稳压电 源进行系统的介绍,主要的内容有: ·稳压电源的分类 ·直流稳压电源基础(基本性能指标、元器件基础、电路基础) ·并联稳压电源(硅稳压二极管型、晶体管型) ·串联稳压电源(简单串联型、串联反馈型、带放大器的串联反馈型、 其他串联型) ·集成串联稳压器(三端稳压器、低压差稳压器等) ·开关电源原理 ·各类常见开关电源 ·集成开关电源 希望我们这个专题能够给广大电子爱好者带来帮助。 第二章 稳压电源基础 一、电子元件基础知识 直流稳压电源中主要使用这些电子元件:电阻、电容、变压器、电 感、二极管、三极管、场效应管、集成电路等,有些直流稳压电源可能还有发光 二极管、电流表、电压表元件用于工作状态的指示。这些电子元件主要分为无源 器件和有源器件两大类。其中无源器件是电阻、电容、变压器、电感;有源器件 是二极管、三极管、场效应管、集成电路。无源器件就不必说了,下面我们主要 介绍一下有源器件的基础知识。 1、二极管 二极管是我们通常情况下的俗称,它的学名叫晶体二极管或半导 体二极管。二极管就是由一个 PN 结,加上相应的电极引线封装而成。二极管按 材料分类有硅材料和锗材料;按功能分类又可以分为整流二极管、检波二极管、 开关二极管、稳压二极管、变容二极管、肖特基二极管、发光二极管等。常用的 二极管主要是利用 PN 结的单向导电性进行工作。如:整流二极管、检波二极管、 开关二极管等。但是二极管还有一些比较特殊的性能,比如稳压二极管反向击穿 后两端电压保持不便;变容二极管 PN 结间的结电容会随着外加电压的变化而发 生变化;发光二极管通电后能够发光。 (1)二极管的主要参数 正向电流 IF 在额定功率下,允许通过二极管的电流值。 正向电压降 VF 二极管通过额定正向电流时,在两极间所产生的电压降。 最大整流电流(平均值)IOM 在半波整流连续工作的情况下,允许的最大半波电流的平均值。 反向击穿电压 VB 二极管反向电流急剧增大到出现击穿现象时的反向电压值。 正向反向峰值电压 VRM 二极管正常工作时所允许的反向电压峰值,通常 VRM 为 VP 的三分之 二或略小一些。 反向电流 IR 在规定的反向电压条件下流过二极管的反向电流值。 结电容 C 电容包括电容和扩散电容,在高频场合下使用时,要求结电容小于 某一规定数值。 最高工作频率 FM 二极管具有单向导电性的最高交流信号的频率。 (2)直流稳压电源中常用的二极管 直流稳压电源中常用的二极管有整流二极管、稳压二极管和发光二 极管。 整流二极管 将交流电流变为直流电流的二极管叫作整流二极管,它是面结合型 晶体二极管,因结电容大,故工作频率低。通常,IF 在 1 安以上的二极管采用金 属壳封装,以利于散热;IF 在 1 安以下的采用塑料封装。由于近代工艺水平的提 高,也有一些较大功率的二极管也采用塑封形式。在电路原理图中整流二极管用 图 2-1-1 的符号表示。 稳压二极管 稳压二极管是由硅材料制成的面结合型晶体二极管,它是利用 PN 结反向击穿时的电压基本上不随电流的变化而变化的特点来达到稳压的目的。因 为它能在电路中起稳压作用,故称为稳压二极管(简称稳压管)。在电路原理图 中稳压二极管用图 2-1-2 的符号表示。 稳压管的伏安特性曲线 所示。当反向电压达到 VZ 时, 即使电压有一微小的增加,反向电流亦会猛增(反向击穿曲线很徒直)这时,二 极管处于击穿状态,如果把击穿电流限制在一定的范围内,管子就可以长时间在 反向击穿状态下稳定工作。 2、三极管 三极管的学名叫晶体三极管或半导体三极管,可以说它是电子电路中最重要 的器件。三极管最基本的作用是放大作用。它可以把微弱的电信号变成一定强度 的信号,当然这种转换仍然遵循能量守恒,它只是把电源的能量转换成信号的能 量罢了。三极管还可以作电子开关,配合其它元件还可以构成振荡器。三极管顾 名思义具有三个电极。二极管是由一个 PN 结构成,而三极管由两个 PN 结构成。 共用的一个电极称为三极管的基极(用字母 b 表示),其他的两个电极称为集 电极(用字母 c 表示)和发射极(用字母 e 表示)。由于不同的组合方式,形 成了一种是 NPN 型的三极管,另一种是 PNP 型的三极管。因此三极管的电路图 符号有两种:箭头朝外的是 NPN 型三极管,而箭头朝内的是 PNP 型。有一个箭 头的电极是发射极,实际上箭头所指的方向是电流的方向。这两种类型的三极管 电路图符号见图:2-1-4。 三极管的种类很多,并且不同型号各有不同的用途。前面说 PNP 型和 NPN 型是从结构工艺上来分类。按照制造材料分类,有锗管和硅管;按照工作频率分 类,有低频管和高频管;一般低频管用以处理频率在 3MHz 以下的电路中,高 频管的工作频率可以达到几百兆赫。按照允许耗散的功率大小分类,有小功率管 和大功率管;一般小功率管的额定功耗在 1W 以下,而大功率管的额定功耗可 达几十瓦以上。常见的三极管大多采用是塑料封装或金属封装。 (1)三极管的主要参数 电流放大系数 β 在静态情况下,三极管集电极的直流电流 Ic 与基极电流 Ib 的比值, 称为三极管的静态电流放大系数。在动态情况下,集电极电流的变化量 ΔIc 与基 极电流的变化量 ΔIb 的比值,称为三极管的动态电流放大系数(或交流放大系 数)。因为通常情况下三极管的静态电流放大系数与动态电流放大系统相差很小, 实际使用时一般混用这两个参数而不加以区别。 集电极反向饱和电流 Icbo 发射极开路,在集电极与基极之间加上一定的反向电压时,所对应 的反向电流。 穿透电流 Iceo 指基极开路,集电极与发射极之间加一定反向电压时的集电极电流 Icbo 与 Iceo 的关系为:Iceo=(β+1)Icbo Icbo 和 Iceo 都是衡量三极管热稳定性的重要参数。 共射极截止频率 fβ 三极管的 β 值是频率的函数,中频段 β=βo 几乎与频率无关。但是 随着频率的增高,β 值下降。当 β 值下降到中频段 0.707βO 时,所对应的频率, 称为共射极截止频率,用 fβ 表示。 特征频率 fT 当三极管的 β 值下降到 β=1 时所对应的频率,称为特征频率。在 f β~fT 的范围内,β 值与 f 几乎成线性关系,f 越高,β 越小,当工作频率 f>fT, 时,三极管便失去了放大能力。 最大允许集电极耗散功率 PCM PCM 是指三极管集电结受热而引起晶体管参数的变化不超过所规定 的允许值时,集电极耗散的最大功率。当实际功耗 Pc 大于 PCM 时,不仅使三极 管的参数发生变化,甚至还会烧毁三极管。 最大允许集电极电流 ICM 当 IC 很大时,β 值逐渐下降。一般规定在 β 值下降到额定值的 2/ 3(或 1/2)时所对应的集电极电流为 ICM。当 IC>ICM 时,β 值已减小到不实 用的程度,且有烧毁三极管的可能。 反向击穿电压 BVCEO 与 BVCEO BVCEO 是指基极开路时,集电极与发射极间的反向击穿电压。BVCB O 是指发射极开路时,集电极与基极间的反向击穿电压。 (2)三极管的三种工作状态 截止状态 当加在三极管发射结的电压小于 PN 结的导通电压,基极电流为零, 集电极电流和发射极电流都为零,三极管这时失去了电流放大作用,集电极和发 射极之间相当于开关的断开状态,我们称三极管处于截止状态。 放大状态 当加在三极管发射结的电压大于 PN 结的导通电压,并处于某一恰 当的值时,三极管的发射结正向偏置,集电结反向偏置,这时基极电流对集电极 电流起着控制作用,使三极管具有电流放大作用,其电流放大倍数 β=ΔIc/ΔIb, 这时三极管处放大状态。 饱和导通状态 当加在三极管发射结的电压大于 PN 结的导通电压,并当基极电流 增大到一定程度时,集电极电流不再随着基极电流的增大而增大,而是处于某一 定值附近不怎么变化,这时三极管失去电流放大作用,集电极与发射极之间的电 压很小,集电极和发射极之间相当于开关的导通状态。三极管的这种状态我们称 之为饱和导通状态。 3、场效应管 场效应晶体管(FET)简称场效应管,它属于电压控制型半导体器 件,具有输入电阻高(108~109Ω)、噪声小、功耗低、没有二次击穿现象、 安全工作区域宽等优点,现已成为双极型晶体管和功率晶体管的强大竞争者。 场效应管分结型、绝缘栅型两大类。结型场效应管(JFET)因有两 个 PN 结而得名,绝缘栅型场效应管(JGFET)则因栅极与其它电极完全绝缘而 得名。目前在绝缘栅型场效应管中,应用最为广泛的是 MOS 场效应管,简称 M OS 管(即金属-氧化物-半导体场效应管 MOSFET);此外还有 PMOS、NMO S 和 VMOS 功率场效应管,以及最近刚问世的 πMOS 场效应管、VMOS 功率 模块等。 按沟道半导体材料的不同,结型和绝缘栅型各分沟道和 P 沟道两种。 若按导电方式来划分,场效应管又可分成耗尽型与增强型。结型场效应管均为耗 尽型,绝缘栅型场效应管既有耗尽型的,也有增强型的。 部分场效应管的电路图符号见图 2-1-5 所示。 由于场效应管的种类比较多,后面介绍具体电路时在详细介绍每种 场效应管的内容,这里就不详细介绍了。 二、直流稳压电源的技术指标 直流稳压电源的技术指标可以分为两大类:一类是特性指标,反映 直流稳压电源的固有特性,如输入电压、输出电压、输出电流、输出电压调节范 围;另一类是质量指标,反映直流稳压电源的优劣,包括稳定度、等效内阻(输 出电阻)、纹波电压及温度系数等。 1、特性指标 (1)输出电压范围 符合直流稳压电源工作条件情况下,能够正常工作的输出电压范围。 该指标的上限是由最大输入电压和最小输入-输出电压差所规定,而其下限由直 流稳压电源内部的基准电压值决定。 (2)最大输入-输出电压差 该指标表征在保证直流稳压电源正常工作条件下,所允许的最大输 入-输出之间的电压差值,其值主要取决于直流稳压电源内部调整晶体管的耐压 指标。 (3)最小输入-输出电压差 该指标表征在保证直流稳压电源正常工作条件下,所需的最小输入 -输出之间的电压差值。 (4)输出负载电流范围 输出负载电流范围又称为输出电流范围,在这一电流范围内,直流 稳压电源应能保证符合指标规范所给出的指标。 2、质量指标 (1)电压调整率 SV 电压调整率是表征直流稳压电源稳压性能的优劣的重要指标,又称 为稳压系数或稳定系数,它表征当输入电压 VI 变化时直流稳压电源输出电压 VO 稳定的程度,通常以单位输出电压下的输入和输出电压的相对变化的百分比表 示。电压调整率公式见图 2-2-1。 (2)电流调整率 SI 电流调整率是反映直流稳压电源负载能力的一项主要自指标,又称 为电流稳定系数。它表征当输入电压不变时,直流稳压电源对由于负载电流(输 出电流)变化而引起的输出电压的波动的抑制能力,在规定的负载电流变化的条 件下,通常以单位输出电压下的输出电压变化值的百分比来表示直流稳压电源的 电流调整率。电流调整率公式见图 2-2-2。 (3)纹波抑制比 SR 纹波抑制比反映了直流稳压电源对输入端引入的市电电压的抑制能 力,当直流稳压电源输入和输出条件保持不变时,纹波抑制比常以输入纹波电压 峰-峰值与输出纹波电压峰-峰值之比表示,一般用分贝数表示,但是有时也可 以用百分数表示,或直接用两者的比值表示。 (4)温度稳定性 K 集成直流稳压电源的温度稳定性是以在所规定的直流稳压电源工作 温度 Ti 最大变化范围内(Tmin≤Ti≤Tmax)直流稳压电源输出电压的相对变化的 百分比值。温度稳定性公式见图 2-2-3。 3、极限指标 (1)最大输入电压 是保证直流稳压电源安全工作的最大输入电压。 (2)最大输出电流 是保证稳压器安全工作所允许的最大输出电流。 三、基础电路 一般直流稳压电源都使用 220 伏市电作为电源,经过变压、整流、 滤波后输送给稳压电路进行稳压,最终成为稳定的直流电源。这个过程中的变压、 整流、滤波等电路可以看作直流稳压电源的基础电路,没有这些电路对市电的前 期处理,稳压电路将无法正常工作。 1、变压电路 通常直流稳压电源使用电源变压器来改变输入到后级电路的电 压。电源变压器由初级绕组、次级绕组和铁芯组成。初级绕组用来输入电源交流 电压,次级绕组输出所需要的交流电压。通俗的说,电源变压器是一种电→磁→ 电转换器件。即初级的交流电转化成铁芯的闭合交变磁场,磁场的磁力线切割次 级线圈产生交变电动势。次级接上负载时,电路闭合,次级电路有交变电流通过。 变压器的电路图符号见图 2-3-1。 2、整流电路 经过变压器变压后的仍然是交流电,需要转换为直流电才能提供 给后级电路,这个转换电路就是整流电路。在直流稳压电源中利用二极管的单项 导电特性,将方向变化的交流电整流为直流电。 (1)半波整流电路 半波整流电路见图 2-3-2。其中 B1 是电源变压器,D1 是整流二 极管,R1 是负载。B1 次级是一个方向和大小随时间变化的正弦波电压,波形如 图 2-3-3(a)所示。0~π 期间是这个电压的正半周,这时 B1 次级上端为正 下端为负,二极管 D1 正向导通,电源电压加到负载 R1 上,负载 R1 中有电流通 过;π ~2π 期间是这个电压的负半周,这时 B1 次级上端为负下端为正,二极 管 D1 反向截止,没有电压加到负载 R1 上,负载 R1 中没有电流通过。在 2π ~3π 、 3π ~4π 等后续周期中重复上述过程,这样电源负半周的波形被“削”掉,得 到一个单一方向的电压,波形如图 2-3-3(b)所示。由于这样得到的电压波 形大小还是随时间变化,我们称其为脉动直流。 设 B1 次级电压为 E,理想状态下负载 R1 两端的电压可用下面的 公式求出: 整流二极管 D1 承受的反向峰值电压为: 由于半波整流电路只利用电源的正半周,电源的利用效率非常低, 所以半波整流电路仅在高电压、小电流等少数情况下使用,一般电源电路中很少 使用。 (2)全波整流电路 由于半波整流电路的效率较低,于是人们很自然的想到将电源的 负半周也利用起来,这样就有了全波整流电路。全波整流电路图见图 2-3-6。 相对半波整流电路,全波整流电路多用了一个整流二极管 D2,变压器 B1 的次级 也增加了一个中心抽头。这个电路实质上是将两个半波整流电路组合到一起。在 0~π 期间 B1 次级上端为正下端为负,D1 正向导通,电源电压加到 R1 上,R1 两端的电压上端为正下端为负,其波形如图 2-3-7(b)所示,其电流流向如 图 2-3-8 所示;在 π ~2π 期间 B1 次级上端为负下端为正,D2 正向导通,电 源电压加到 R1 上,R1 两端的电压还是上端为正下端为负,其波形如图 2-3-7 (c)所示,其电流流向如图 2-3-9 所示。在 2π ~3π 、3π ~4π 等后续周期 中重复上述过程,这样电源正负两个半周的电压经过 D1、D2 整流后分别加到 R1 两端,R1 上得到的电压总是上正下负,其波形如图 2-3-7(d)所示。 设 B1 次级电压为 E,理想状态下负载 R1 两端的电压可用下面的 公式求出: 整流二极管 D1 和 D2 承受的反向峰值电压为: 全波整流电路每个整流二极管上流过的电流只是负载电流的一 半,比半波整流小一倍。 (3)桥式整流电路 由于全波整流电路需要特制的变压器,制作起来比较麻烦,于是 出现了一种桥式整流电路。这种整流电路使用普通的变压器,但是比全波整流多 用了两个整流二极管。由于四个整流二极管连接成电桥形式,所以称这种整流电 路为桥式整流电路。 由图 2-3-13 可以看出在电源正半周时,B1 次级上端为正,下 端为负,整流二极管 D4 和 D2 导通,电流由变压器 B1 次级上端经过 D4、R1、D2 回到变压器 B1 次级下端;由图 2-3-14 可以看出在电源负半周时,B1 次级下 端为正,上端为负,整流二极管 D1 和 D3 导通,电流由变压器 B1 次级下端经过 D1、R1、D3 回到变压器 B1 次级上端。R1 两端的电压始终是上正下负,其波形与 全波整流时一致。 设 B1 次级电压为 E,理想状态下负载 R1 两端的电压可用下面的 公式求出: 整流二极管 D1 和 D2 承受的反向峰值电压为: 桥式整流电路每个整流二极管上流过的电流是负载电流的一半, 与全波整流相同。 通常情况下桥式整流电路都简化成图 2-3-17 的形式。 (4)倍压整流电路 前面介绍的三种整流电路输出电压都小于输入交流电压的有效 值,如果需要输出电压大于输入交流电压有效值时可以采用倍压电路,见图 2- 3-18。由图 2-3-19 可知,在电源的正半周,变压器 B1 次级上端为正下端为 负,D1 导通,D2 截止,C1 通过 D1 充电,充电后 C1 两端电压接近 B1 次级电压 峰值,方向为左端正右端负;由图 2-3-20 可知,在电源的负半周,变压器 B1 次级上端为负下端为正,D1 截止,D2 导通,C2 通过 D1 充电,充电后 C2 两端电 压接近 C1 两端电压与 B1 次级电压峰值之和,方向为下端正上端负。由于负载 R1 与 C1 并联,当 R1 足够大时,R1 两端的电压即为接近 2 倍 B1 次级电压。 二倍压整流电路还有另外一种形式的画法,见图 2-3-21,其原 理与图 2-3-18 完全一致,只是表现形式不一样。 二倍压电路还可以很容易的扩展为 n 倍压电路,具体电路见图 2 -3-22。 3、滤波电路 交流电经过整流后得到的是脉动直流,这样的直流电源由于所含 交流纹波很大,不能直接用作电子电路的电源。滤波电路可以大大降低这种交流 纹波成份,让整流后的电压波形变得比较平滑。 (1)电容滤波电路 电容滤波电路图见图 2-3-23,电容滤波电路是利用电容的充放 电原理达到滤波的作用。在脉动直流波形的上升段,电容 C1 充电,由于充电时 间常数很小,所以充电速度很快;在脉动直流波形的下降段,电容 C1 放电,由 于放电时间常数很大,所以放电速度很慢。在 C1 还没有完全放电时再次开始进 行充电。这样通过电容 C1 的反复充放电实现了滤波作用。滤波电容 C1 两端的电 压波形见图 2-3-24(b)。 选择滤波电容时需要满足下式的条件: (2)电感滤波电路 电感滤波电路图见图 2-3-26。电感滤波电路是利用电感对脉动 直流的反向电动势来达到滤波的作用,电感量越大滤波效果越好。电感滤波电路 带负载能力比较好,多用于负载电流很大的场合。 (3)RC 滤波电路 使用两个电容和一个电阻组成 RC 滤波电路,又称 π 型 RC 滤波电 路。见图 2-3-27 所示。这种滤波电路由于增加了一个电阻 R1,使交流纹波都 分担在 R1 上。R1 和 C2 越大滤波效果越好,但 R1 过大又会造成压降过大,减小 了输出电压。一般 R1 应远小于 R2。 (4)LC 滤波电路 与 RC 滤波电路相对的还有一种 LC 滤波电路,这种滤波电路综合 了电容滤波电路纹波小和电感滤波电路带负载能力强的优点。其电路图见图 2- 3-28。 (5)有源滤波电路 当对滤波效果要求较高时,可以通过增加滤波电容的容量来提高 滤波效果。但是受电容体积限制,又不可能无限制增大滤波电容的容量,这时可 以使用有源滤波电路。其电路形式见图 2-3-29,其中电阻 R1 是三极管 T1 的 基极偏流电阻,电容 C1 是三极管 T1 的基极滤波电容,电阻 R2 是负载。这个电 路实际上是通过三极管 T1 的放大作用,将 C1 的容量放大 β 倍,即相当于接入 一个(β +1)C1 的电容进行滤波。 图 2-3-29 中,C1 可选择几十微法到几百微法;R1 可选择几百 欧到几千欧,具体取值可根据 T1 的 β 值确定,β 值高,R 可取值稍大,只要保 证 T1 的集电极-发射极电压(UCE)大于 1.5V 即可。T1 选择时要注意耗散功率 PCM 必须大于 UCEI,如果工作时发热较大则需要增加散热片。 有源滤波电路属于二次滤波电路,前级应有电容滤波等滤波电路, 否则无法正常工作。 4、整流滤波电路总结 (1)常用整流电路性能对照 电路名称 半波整流 全波整流 桥式整流 每个原件承受 的 最大反向电压 3.14U 3.14U 1.571U 每个原件的 平均电流 I 0.5I 0.5I 变压器次级 电压有效值 2.221U+e 1.111U+e 1.111U+2e 变压器次级 电流有效值 1.571I 0.786I 1.111I 注:U 为负载两端电压值;I 为负载上电流值;e 为整流二极管压降,一般取 0.7V。 (2)常用无源滤波电路性能对照 电路名称 电容滤波 电感滤波 滤波效果 输出电压 输出电流 应用特点 结构简单。由于 稍差 高 稍小 大容量滤波电容的广泛使用, 克服了滤波效果稍差的缺点, 广泛用于各类电源电路。 较差 低 大 电源电路中较 RC 滤波 较好 LC 滤波 很好 较高 高 小 稍小 少使用。 常用于电子管 收音机电路和各种高低频退耦 电路。 少使用。 电源电路中较 (3)电容滤波电路输出电流大小与滤波电容量的关系 输出电流 (A) 电容量 (μ F) 2 4000 1 0.5~1 0.1~0.5 0.05~1 0.05 2000 1000 500 200~500 200 (4)常用整流滤波电路计算表 电路名称 (均使用 电容滤 波) 输入交流 电压 (有效 值) 负载开路 时输出 电压 带负载时 输出电压 (估计 值) 每个二极 管的最大 反向电压 每个二极 管通过的 电流 需要使用 的二极管 数量 半波整流 E 1.414E E 2.828E I 1 全波整流 2E 1.414E 1.2E 2.828E 0.5I 2 桥式整流 E 1.414E 1.2E 1.414E 0.5I 4 二倍压 E 2.828E 2E 2.828E I 2 第三章 并联稳压电源 经整流滤波后输出的直流电压,虽然平滑程度较好,但其稳定性 仍比较差。其原因主要有以下几个方面: 1、由于输入电压不稳定(通常交流电网允许有±10%的波动), 而导致整流滤波电路输出直流电压不稳定; 2、由于整流滤波电路存在内阻,当负载变化时,引起负载电流发 生变化,使输出直流电压发生变化; 3、由于电子元件(特别是导体器件)的参数与温度有关,当环境 温度发生变化时,引起电路元件参数发生变化,导致输出电压发生变化; 4、整流滤波后得到的直流电压中仍然会有少量纹波成份,不能直 接供给那些对电源质量要求较高的电路。 所以,经整流滤波后的直流电压必须采取一定的稳压措施才能适 合电子设备的需要。常用的直流稳压电路有并联型和串联型稳压电路两种类型。 一、硅稳压管并联稳压电源 1、电路原理分析 图 3-1-1 是硅稳压管稳压电源。其中 D1 是稳压二极管,R1 是 限流电阻,R2 是负载。由于 D1 与 R2 是并联,所以称并联稳压电路。此电路必 须接在整流滤波电路之后,上端为正下端为负。由于稳压管 D1 反向导通时两端 的电压总保持固定值,所以在一定条件下 R2 两端的电压值也能够保持稳定。 下面我们来分析一下具体工作原理: 假设设输入电压为 UI,当某种原因导致 UI 升高时,UD1 相应升高, 有稳压管的特性可知 UD1 上升很小都会造成 ID1 急剧增大,这样流过 R1 上的 IR1 电 流也增大,R1 两端的电压 UR1 会上升,R1 就分担了极大一部分 UI 升高的值,UD1 就可以保持稳定,达到负载上电压 UR2 保持稳定的目的。这个过程可用下面的变 化关系图表示: UI↑→UD1↑→ID1↑→IR1↑→UR1↑→UD1↓ 相反的,如果 UI 下降时,可用下面的变化关系图表示: UI↓→UD1↓→ID1↓→IR1↓→UR1↓→UD1↑ 通过前面的分析可以看出,硅稳压管稳压电路中,D1 负责控制电 路的总电流,R1 负责控制电路的输出电压,整个稳压过程由 D1 和 R1 共同作用 完成。 2、元件选择 下面我们来看看已知负载电压 UR1 和负载电流 IR1 时如何设计硅稳 压管稳压电源。 (1)初选稳压管 D1 一般情况下,可以按照 UD1=UR2 和 ID1≈(IR2)max 来初步选定稳压管 D1,如果负载有可能开路则应选择(ID1)max≈(2-3)(IR2)max,这是因为当负 载时所有电流全部都会流过 D1,所以 ID1 应该适当选择大一点。。 (2)选定输入电压 一般可选择 UI=(2-3)UR2 (3)选定限流电阻 R1 R1=(UI-UR2)/(ID1+IR2) 但是需要考虑两种极限情况: 当 UI 最大,且负载开路时(即 IR2=0),流过 D1 的电流最大。为 了不超过 D1 的最大允许电流(ID1)max,需要有足够大的电流电阻,否则会烧坏 D1。则 R1 需要满足: R1((UI)max-UR2)/ I ) D1 max 当 UI 最小,且负载电流最大时,流过 D1 的电流最小。为了保证 此时 D1 能够工作在击穿区起到稳压的作用,要有一定的电流流过 D1,一般取 5mA -10mA。则 R1 需要满足: R1((UI)min-UR2)/(ID1+(IR2)max) 限流电阻 R1 的值应该在上面两个公式的范围内选择。 (4)检查电路稳定度 电路稳定度需要根据实际电路的要求来确定,如果稳定度不够, 可以适当增加 R1 和 UI,还可以选择动态电阻 r 比较小的稳压管。 二、晶体管并联稳压电源 1、电路原理分析 图 3-1-2 是晶体管并联稳压电源。其中 T1 是调整管、D1 是基 准稳压管,R1 是 D1 的限流电阻,R2 是限流电阻,R3 是负载。这个稳压电路的 输出电压约等于稳压管 D1 的稳压值(实际上要加上 T1 发射结电压,一般锗管取 0.3V,硅管取 0.7V)。这是由于电源在工作时,T1 发射结导通,发射极电压与 基极电压保持一致,而基极电压被 D1 稳定在一个固定值。这个电路可以看作 T1 将 D1 的稳压作用放大了 β 倍,相当于接入一个稳压值为 D1 稳压值,稳压效果 为 β 倍 D1 稳压效果的稳压管。 电路工作原理是: UI↑→UD1↑→(UT1)EC↑→(IT1)EC↑→IR2↑→UR2↑→(UT1)EC↓ UI↓→UD1↓→(UT1)EC↓→(IT1)EC↓→IR2↓→UR2↓→(UT1)EC↑ 2、元件选择 这个电路选择元件的步骤与硅稳压管并联稳压电路类似,主要从 下面几个方面考虑。 (1)初选调整管 T1 和稳压管 D1 选择调整管 T1 时,主要考虑其额定电流 ICM 要大于输出电流 IO, 以保证负载开路时调整管不会因为电流过大而损坏。另外,为了保证调整管有良 好的调整作用,还要求 β 值大、漏电流小。选择稳压管 D1 时,主要考虑其稳定 电压与 T1 发射结电压之和要等于输出电压。 (2)选定输入电压 为保证稳压电源的效率,输入电压一般不要选择过高,以不超过 2 UI 为宜。 (3)选定限流电阻 R2 对于并联稳压电路而言,限流电阻 R2 是整个电路工作好坏的关 键。R2 选择大,稳压效果较好,但功耗大(因为电阻功耗 P=I2R),同时要求 输入电压增大,电源的效率就比较低。具体计算方法可参考硅稳压管并联稳压电 路元件选择的第三步。 (4)检查电路稳定度 整个电路的稳定度需要根据实际电路的要求来确定,如果稳定度 不够,可以适当增加 R1 和 UI,还可以选择 β 值较大、漏电流较小的调整管。 3、使用复合调整管的并联稳压电源 图 3-1-3 是一种使用复合调整管的并联稳压电源,与图 3-1-2 电路最大的区 别是将调整管改为符合管结构,这样既可以得到较大的 β 值,又能够有较大的 ICM。元件选 择时可采用与图 3-1-2 类似的方法,但是由于这个电路的电流较大,要注意限流电阻 R1 选择时除考虑阻值外还要考虑其功率。以免负载断路时烧坏限流电阻。 4、并联稳压电源的优缺点 并联稳压电源的优点: ·有过载自保护性能,输出断路时调整管不会损坏。 ·在负载变化小时,稳压性能比较好。 ·对瞬时变化的适应性较好。 并联稳压电路的缺点: ·效率较低,特别是轻负载时,电能几乎全部消耗在限流电阻和 调整管上。 ·输出电压调节范围很小。 ·稳定度不易做得很高。 其实并联稳压电源的这些优点对于串联稳压电源而言,都可以通 过采用一些特殊的电路实现。但是并联稳压电源的这些固有的缺点却很难改进, 所以现在普遍使用的都是串联稳压电源。下一章我们将重点介绍一下串联稳压电 源的原理、设计方法和一些实用电路。 第四章 串联稳压电源 上一章我们谈到并联稳压电源有效率低、输出电压调节范围 小和稳定度不高这三个缺点。而串联稳压电源正好可以避免这些缺点,所以现在 广泛使用的一般都是串联稳压电源。 一、简易串联稳压电源 1、原理分析 图 4-1-1 是简易串联稳压电源,T1 是调整管,D1 是基准电 压源,R1 是限流电阻,R2 是负载。由于 T1 基极电压被 D1 固定在 UD1,T1 发射结 电压(UT1)BE 在 T1 正常工作时基本是一个固定值(一般硅管为 0.7V,锗管为 0.3V), 所以输出电压 UO=UD1-(UT1)BE。当输出电压远大于 T1 发射结电压时,可以忽略 (UT1)BE,则 UO≈UD1。 下面我们分析一下建议串联稳压电源的稳压工作原理: 假设由于某种原因引起输出电压 UO 降低,即 T1 的发射极电 压(UT1)E 降低,由于 UD1 保持不变,从而造成 T1 发射结电压(UT1)BE 上升,引起 T1 基极电流(IT1)B 上升,从而造成 T1 发射极电流(IT1)E 被放大 β 倍上升,由 晶体管的负载特性可知,这时 T1 导通更加充分管压降(UT1)CE 将迅速减小,输 入电压 UI 更多的加到负载上,UO 得到快速回升。这个调整过程可以使用下面的变 化关系图表示: UO↓→(UT1)E↓→UD1 恒定→(UT1)BE↑→(IT1)B↑→(IT1)E↑→(UT1)CE↓→UO↑ 当输出电压上升时,整个分析过程与上面过程的变化相反, 这里我们就不再重复,只是简单的用下面的变化关系图表示: UO↑→(UT1)E↑→UD1 恒定→(UT1)BE↓→(IT1)B↓→(IT1)E↓→(UT1)CE↑→UO↓ 这里我们只分析了输出电压 UO 降低的稳压工作原理,其实输 入电压 UI 降低等其他情况下的稳压工作原理都与此类似,最终都是反应在输出 电压 UO 降低上,因此工作原理大致相同。 从电路的工作原理可以看出,稳压的关键有两点:一是稳压 管 D1 的稳压值 UD1 要保持稳定;二是调整管 T1 要工作在放大区且工作特性要好。 其实还可以用反馈的原理来说明简易串联稳压电源的工作原 理。由于电路是一个射极输出器,属于电压串联负反馈电路,电路的输出电压为 UO=(UT1)E≈(UT1)B,由于(UT1)B 保持稳定,所以输出电压 UO 也保持稳定。 简易串联稳压电源由于使用固定的基准电压源 D1,所以当需 要改变输出电压时只有更换稳压管 D1,这样调整输出电压非常不方便。另外由 于直接通过输出电压 UO 的变化来调节 T1 的管压降(UT1)CE,这样控制作用较小, 稳压效果还不够理想。因此这种稳压电源仅仅适合一些比较简单的应用场合。 2、电路实例 图 4-1-1 是简易串联稳压电源的一个实际应用电路,这个 电路用在无锡市无线电五厂生产的“咏梅”牌 771 型 8 管台式收音机上。其中 T8、DZ、R18 构成简易稳压电路,B6、D4~D7、C21 组成整流滤波电路。由于 T8 发射结有 0.7V 压降,为保证输出电压达到 6V,应选用稳压值为 6.7V 左右的稳 压管。 二、串联负反馈稳压电源 由于简易串联稳压电源输出电压受稳压管稳压值得限制无法 调节,当需要改变输出电压时必须更换稳压管,造成电路的灵活性较差;同时由 输出电压直接控制调整管的工作,造成电路的稳压效果也不够理想。所以必须对 简易稳压电源进行改进,增加一级放大电路,专门负责将输出电压的变化量放大 后控制调整管的工作。由于整个控制过程是一个负反馈过程,所以这样的稳压电 源叫串联负反馈稳压电源。 1、原理分析 图 4-2-1 是串联负反馈稳压电路电路图,其中 T1 是调整管, D1 和 R2 组成基准电压,T2 为比较放大器,R3~R5 组成取样电路,R6 是负载。 其电路组成框图见图 4-2-2。 假设由于某种原因引起输出电压 UO 降低时,通过 R3~R5 的 取样电路,引起 T2 基极电压(UT2)O 成比例下降,由于 T2 发射极电压(UT2)E 受 稳压管 D1 的稳压值控制保持不变,所以 T2 发射结电压(UT2)BE 将减小,于是 T2 基极电流(IT2)B 减小,T2 发射极电流(IT2)E 跟随减小,T2 管压降(UT2)CE 增加, 导致其发射极电压(UT2)C 上升,即调整管 T1 基极电压(UT1)B 将上升,T1 管压 降(UT1)CE 减小,使输入电压 UI 更多的加到负载上,这样输出电压 UO 就上升。这 个调整过程可以使用下面的变化关系图表示: UO↓→(UT2)O↓→UD1 恒定→(UT2)BE↓→(IT2)B↓→(IT2)E↓→(UT2)CE↑ →(UT2)C↑→(UT1)B↑→(UT1)CE↓→UO↑ 当输出电压升高时整个变化过程与上面完全相反,这里就不 再赘述,简单的用下图表示: UO↑→(UT2)O↑→UD1 恒定→(UT2)BE↑→(IT2)B↑→(IT2)E↑→(UT2)CE↓ →(UT2)C↓→(UT1)B↓→(UT1)CE↑→UO↓ 与简易串联稳压电源相似,当输入电压 UI 或者负载等其他情 况发生时,都会引起输出电压 UO 的相应变化,最终都可以用上面分析的过程说 明其工作原理。 在串联负反馈稳压电源的整个稳压控制过程中,由于增加了 比较放大电路 T2,输出电压 UO 的变化经过 T2 放大后再去控制调整管 T1 的基极, 使电路的稳压性能得到增强。T2 的 β 值越大,输出的电压稳定性越好。 2、调节输出电压 前面我们还说到 R3~R5 是取样电路,由于取样电路并联在稳 压电路的输出端,而取样电压实际上是通过这三个电阻分压后得到。在选取 R3~ R5 的阻值时,可以通过选择适当的电阻值来使流过分压电阻的电流远大于流过 T2 基极的电流。也就是说可以忽略 T2 基极电流的分流作用,这样就可以用电阻 分压的计算方法来确定 T2 基极电压(UT2)B。 当 R4 滑动到最上端时 T2 基极电压(UT2)B 为: 此时输出电压为: 这时的输出电压是最小值。 当 R4 滑动到最下端时 T2 基极电压(UT2)B 为: 此时输出电压为: 这时的输出电压是最大值。 以上计算中,当(UT2)BEUD1 时可以忽略(UT2)BE 的值。 通过上面的计算我们可以看出,只要合适选择 R3~R5 的阻值 就可以控制输出电压 UO 的范围,改变 R3 和 R5 的阻值就可以改变输出电压 UO 的 边界值。 3、增加输出电流 当输出电流不能达到要求时,可以通过采用复合调整管的方 法来增加输出电流。一般复合调整管有四种连接方式,如图 4-2-7 所示。 图 4-2-7 中的复合管都是由一个小功率三极管 T2 和一个大 功率三极管 T1 连接而成。复合管就可以看作是一个放大倍数为 β T1β T2,极性和 T2 一致,功率为(PT1)PCM 的大功率管,而其驱动电流只要求(IT2)B。 图 4-2-8 是一个实用串联负反馈稳压电源电路图。此电路 采用图 4-2-7(a)中的复合管连接方法来增加输出电流大小。另外还增加了 一个电容 C2,它的主要作用是防止产生自激振荡,一旦发生自激振荡可由 C2 将 其旁路掉。 三、设计实例 这一节我们综合运用前面各章节的知识,根据给定条件实际 设计一个直流稳压电源,通过这个设计实例更好的掌握串联负反馈稳压电源的设 计。由于是业余条件下的设计,有些参数指标并没有过多考虑,有部分参数以经 验值进行估算。这样可以避免涉及过深、过多的理论知识,对于业余条件下的应 用完全可以满足。 1、电路指标 ①直流输出电压 UO:6V~15V; ②最大输出电流 IO:500mA; ③电网电压变化±10%时,输出电压变化小于±1%; 2、电路初选 图 4-3-1:直流稳压电源电路设计初选电路图 由于桥式整流、电容滤波电路十分成熟,这里我们选择桥式 整流、电容滤波电路作为电源的整流、滤波部分。由于要求电源输出电压有一定 的调整范围,稳压电源部分选择串联负反馈稳压电路。同时由于对输出电流要求 比较大,调整管必须采用复合管。综合这些因素可以初步确定电路的形式,参见 图 4-2-9。 3、变压部分 这一部分主要计算变压器 B1 次级输出电压(UB1)O 和变压器 的功率 PB1。 一般整流滤波电路有 2V 以上的电压波动(设为 Δ UD)。调整管 T1 的管压降(UT1) CE 应维持在 3V 以上,才能保证调整管 T1 工作在放大区。整流输出电压最大值为 15V。根据第二章《常用整流滤波电路计算表》可知,桥式整流输出电压是变压 器次级电压的 1.2 倍。 当电网电压下降-10%时,变压器次级输出的电压应能保证 后续电路正常工作,那么变压器 B1 次级输出电压(UB1)OMIN 应该是: (UB1)OMIN=(Δ UD+(UT1)CE+(UO)MAX)÷1.2 (UB1)OMIN=(2V+3V+15V)÷1.2=20V÷1.2=16.67V 则变压器 B1 次级额定电压为: (UB1)O=(UB1)OMIN÷0.9 (UB1)O=16.67V÷0.9=18.5V 当电网电压上升+10%时,变压器 B1 的输出功率最大。这时 稳压电源输出的最大电流(IO)MAX 为 500mA。此时变压器次级电压(UB1)OMAX 为: (UB1)OMAX=(UB1)O×1.1 (UB1)OMAX=18.5V×1.1=20.35V 变压器 B1 的设计功率为: PB1=(UB1)OMAX×(IO)MAX PB1=20.35V×500mA=10.2VA 为保证变压器留有一定的功率余量,确定变压器 B1 的额定输 出电压为 18.5V,额定功率为 12VA。实际购买零件时如果没有输出电压为 18.5V 的变压器可以选用输出电压为 18V 或以上的变压器。当选用较高输出电压的变压 器时,后面各部分电路的参数需要重新计算,以免由于电压过高造成元件损坏。 4、整流部分 这一部分主要计算整流管的最大电流(ID1)MAX 和耐压(VD1) RM。由于四个整流管 D1~D4 参数相同,所以只需要计算 D1 的参数。 根据第二章《常用整流滤波电路计算表》可知,整流管 D1 的最大整流电流为: (ID1)MAX=0.5×IO (ID1)MAX=0.5×500mA=0.25A 考虑到取样和放大部分的电流,可选取最大电流(ID1)MAX 为 0.3A。 整流管 D1 的耐压(VD1)RM 即当市电上升 10%时 D1 两端的最 大反向峰值电压为: (VD1)RM≈1.414×(UB1)OMAX=1.414×1.1×(UB1)O≈1.555×(UB1)O (VD1)RM≈1.555×18.5V≈29V 得到这些参数后可以查阅有关整流二极管参数表,这里我们 选择额定电流 1A,反向峰值电压 50V 的 IN4001 作为整流二极管。 5、滤波部分 这里主要计算滤波电容的电容量 C1 和其耐压 VC1 值。 根据根据第二章滤波电容选择条件公式可知滤波电容的电容 量为(3-5)×0.5×T÷R,一般系数取 5,由于市电频率是 50Hz,所以 T 为 0.02S, R 为负载电阻。 当最不利的情况下,即输出电压为 15V,负载电流为 500mA 时: C1=5×0.5×T÷(UO÷IO) C1=5×0.5×0.02S÷(15V÷0.5A)≈1666μ F 当市电上升 10%时整流电路输出的电压值最大,此时滤波电 容承受的最大电压为: VC1=(UB1)OMAX=20.35V 实际上普通电容都是标准电容值,只能选取相近的容量,这 里可以选择 2200μ F 的铝质电解电容。耐压可选择 25V 以上,一般为留有余量并 保证长期使用中的安全,可将滤波电容的耐压值选大一点,这里选择 35V。 6、调整部分 调整部分主要是计算调整管 T1 和 T2 的集电极-发射极反向 击穿电压(BVT1)CEO,最大允许集电极电流(IT1)CM,最大允许集电极耗散功率(PT1) CM。 在最不利的情况下,市电上升 10%,同时负载断路,整流滤 波后的出电压全部加到调整管 T1 上,这时调整管 T1 的集电极-发射极反向击穿 电压(BVT1)CEO 为: (BVT1)CEO=(UB1)OMAX=20.35V 考虑到留有一定余量,可取(BVT1)CEO 为 25V。 当负载电流最大时最大允许集电极电流(IT1)CM 为: (IT1)CM=IO=500mA 考虑到放大取样电路需要消耗少量电流,同时留有一定余量, 可取(IT1)CM 为 600mA。 这样大允许集电极耗散功率(PT1)CM 为: (PT1)CM=((UB1)OMAX-UOMIN)×(IT1)CM (PT1)CM=(20.35V-6V)×600mA=8.61W 考虑到留有一定余量,可取(PT1)CM 为 10W。 查询晶体管参数手册后选择 3DD155A 作为调整管 T1。该管参 数为:PCM=20W,ICM=1A,BVCEO≥50V,完全可以满足要求。如果实在无法找到 3DD155A 也可以考虑用 3DD15A 代替,该管参数为:PCM=50W,ICM=5A,BVCEO≥60V。 选择调整管 T1 时需要注意其放大倍数 β ≥40。 调整管 T2 各项参数的计算原则与 T1 类似,下面给出各项参 数的计算过程。 (BVT2)CEO=(BVT1)CEO=(UB1)OMAX=20.35V 同样考虑到留有一定余量,取(BVT2)CEO 为 25V。 (IT2)CM=(IT1)CM÷β T1 (IT2)CM=600mA÷40=15mA (PT2)CM=((UB1)OMAX-UOMIN)×(IT2)CM (PT2)CM=(20.35V-6V)×15mA=0.21525W 考虑到留有一定余量,可取(PT2)CM 为 250mW。 查询晶体管参数手册后选择 3GD6D 作为调整管 T2。该管参数 为:PCM=500mW,ICM=20mA,BVCEO≥30V,完全可以满足要求。还可以采用 9014 作为调整管 T2,该管参数为:PCM=450mW,ICM=100mA,BVCEO≥45V,也可以满足 要求。 选择调整管 T2 时需要注意其放大倍数 β ≥80。 则此时 T2 所需要的基极驱动电流为: (IT2)MAX=(IT2)CM÷β T1=15mA÷80=0.1875mA 7、基准电源部分 基准电源部分主要计算稳压管 D5 和限流电阻 R2 的参数。 稳压管 D5 的稳压值应该小于最小输出电压 UOMIN,但是也不能 过小,否则会影响稳定度。这里选择稳压值为 3V 的 2CW51,该型稳压管的最大 工作电流为 71mA,最大功耗为 250mW。为保证稳定度,稳压管的工作电流 ID5 应 该尽量选择大一些。而其工作电流 ID5=(IT3)CE+IR2,由于(IT3)CE 在工作中是 变化值,为保证稳定度取 IR2>>(IT3)CE,则 ID5≈IR2。 这里初步确定 IR2MIN=8mA,则 R2 为: R2=(UOMIN-UD5)÷IR2MIN R2=(6V-3V)÷8mA=375Ω 实际选择时可取 R2 为 390Ω 当输出电压 UO 最高时,IR2MAX 为: IR2MAX=UOMAX÷R2 IR2MAX=15V÷390≈38.46mA 这时的电流 IR2MAX 小于稳压管 D5 的最大工作电流,可见选择 的稳压管能够安全工作。 8、取样部分 取样部分主要计算取样电阻 R3、R4、R5 的阻值。 由于取样电路同时接入 T3 的基极,为避免 T3 基极电流 IT3B 对取样电路分压比产生影响,需要让 IT3B>>IR3。另外为了保证稳压电源空载时 调整管能够工作在放大区,需要让 IR3 大于调整管 T1 的最小工作电流(IT1)CEMIN。 由于 3DD155A 最小工作电流(IT1)CEMIN 为 1mA,因此取 IR3MIN=10mA。则可得: R3+R4+R5=UOMIN÷IR3MIN R3+R4+R5=6V÷10mA=600Ω 当输出电压 UO=6V 时: UD5+(UT3)BE=(R4+R5)÷(R3+R4+R5)×UO (R4+R5)=(UD5+(UT3)BE)×(R3+R4+R5)÷UO (R4+R5)=(3V+0.7V)×600Ω ÷6V=370Ω 当输出电压 UO=15V 时: UD5+(UT3)BE=R5÷(R3+R4+R5)×UO R5=(UD5+(UT3)BE)×(R3+R4+R5)÷UO R5=(3V+0.7V)×600Ω ÷15V=148Ω 实际选择时可取 R5 为 150Ω 。这样 R4 为 220Ω ,R3 为 230Ω 。 但实际选择时可取 R3 为 220Ω 。 9、放大部分 放大部分主要是计算限流电阻 R1 和比较放大管 T3 的参数。 由于这部分电路的电流比较小,主要考虑 T3 的放大倍数 β 和集电极-发射极反 向击穿电压(BVT1)CEO。 这里需要 T3 工作在放大区,可通过控制 T3 的集电极电流(IT3) C 来达到。而(IT3)C 是由限流电阻 R1 控制,并且有: IR1=(IT3)C+(IT2)B 一方面,为保证 T1 能够满足负载电流的要求,要求满足 IR1 >(IT2)B;另一方面,为保证 T3 稳定工作在放大区,以保证电源的稳定度,其 集电极电流(IT3)C 不能太大。 这里可以选 IR1 为 1mA,当输出电压最小时,则 R1 为: R1=((UB1)O-UO-(UT1)BE-(UT2)BE)÷IR1 R1=(15V-6V-0.7V-0.7V)÷1mA=7.6KΩ 实际选择时可取 R1 为 7.5 KΩ 。 当输出电压最大时,IR1 为: IR1=((UB1)O-UO-(UT1)BE-(UT2)BE)÷R1 IR1=(15V-6V-0.7V-0.7V)÷7.5 KΩ ≈1.013mA 可见当输出电压最大时 IR1 上升幅度仅 1%,对 T3 工作点影 响不大,可满足要求。 由于放电电路的电流并不大,各项电压也都小于调整电路, 可以直接选用 3GD6D 或 9014 作为放大管 T3。 10、其他元件 在 T2 的基极与地之间并联有电容 C2,此电容的作用是为防 止发生自激振荡影响电路工作的稳定性,一般可取 0.01μ F/35V。在电源的输出 端并联的电容 C3 是为提高输出电压的稳定度,特别对于瞬时大电流可以起到较 好的抑制作用,可选 470μ F/25V 铝电解电容。 10、总结 通过前面的计算,已经得到了所有元件的参数。可以将这些 参数标注到图 4-3-1 中,这样就得到完整的串联负反馈稳压电源电路图,见图 4-3-2。这里计算的其实都还只是初步的参数,实际组装完毕后应该仔细测量 电源的各项指标是否符合要求,各部分元件工作是否正常。如果发现问题,应该 根据实际情况作出调整。根据调整的结果来修正原理图中的电路参数,最终完成 稳压电源的设计。 四、串联稳压电源的改进措施 前面介绍的串联负反馈稳压电源只是一种基本的稳压电路, 实际使用中的稳压电源可能会有各种各样的特殊要求。有些要求更高的电压稳定 度,有些要求更大的输出电流能力,有些要求有短路保护。这样就需要针对不同 的要求对前面介绍的电路进行改进。下面就对串联负反馈稳压电源的各种改进措 施进行介绍。 1、改善稳定度 一般改善稳定度的方法有:使用恒流源负载、增加电压放大 部分的级数、采用辅助的稳定电源、增加补偿电路等方法。 使用恒流源负载 由于串联负反馈稳压电路是通过输出电压的变化量,经放大 后来调节调整管的管压降达到稳压的目的。当放大倍数越高,电源的稳定度就越 高。对于三极管放大器,当集电极电阻越大同时输入电阻越小时,放大倍数就越 大。但集电极电阻过大会造成集电极电流过小,会造成输入电阻增大。为解决这 个矛盾,可以使用恒流源负载代替集电极电阻。 图 4-4-1 是一种使用三极管恒流源的稳压电路。图中虚线 组成恒流源电路,作为 T3 发射极负载。 图 4-4-2 是使用恒流二极管作为恒流源的稳压电路。恒流 二极管一种能在比较宽的电压范围内提供恒定电流的半导体器件。由于具有直流 等效电阻低、交流动态阻抗高、稳定系数小、直流电压降可调的优点。因此可用 于代替图 4-4-1 中的三极管恒流源。 图 4-4-3 是使用场效应管作为恒流源的串联负反馈稳压电路。由于结 型场效应管具有类似恒流二极管的特性,当漏极 D 接到整流滤波后的电压,栅极 G 与源极 S 连接后接到放大管 T3 的集电极时,场效应管就成了放大管 T3 的集电 极恒流源负载。 增加电压放大部分的级数 由于当放大电路的放大倍数越高时,电源的稳定度就越高。 一般单管放大电路的放大倍数有限,可以采用增加放大电路级数的方法来提高放 大倍数,这样也可以大大提高电源的稳定度。不过增加放大电路的级数后,电路 更容易产生自激振荡,在设计放大电路时需要采取手段避免电路产生自激。由于 增加电压放大级数不可避免的增加了电路的复杂程度,一般分离元件制作的稳压 电源中较少使用此方法。 采用辅助的稳定电源 在基本形式的串联负反馈稳压电路中,放大管 T3 的集电极电 路 R1 直接连接到经整流滤波后的电压上。由于这个电压不是稳定的电压,当其 发生变化时,其变化量会加到调整管的基极,进而影响输出电压稳定度。可以通 过将 R1 接入到一个稳定电压的方法来避免这种影响。图 4-4-2 中,D2、R6 组 成辅助稳压电源,负责向 R1 提供稳定的电压。这种形式的稳压电路通常用在大 输出电流的稳压电源中,可以显著提高电源的稳定度。 增加补偿电路 由于串联负反馈稳压电路是通过输出电压的变化量来控制稳 定度,那么可以直接使用输入电压的波动或者负载电流的波动来进行补偿控制, 理想状态下可以达到补偿效果正好等于输出电压的变化量。但由于补偿量的计算 比较复杂,实际电路中受各种因素影响,补偿效果也难以达到要求。一般较少采 用此方法,多为针对特定电路采取的临时措施。 一、稳压电源的分 类 稳压电源 的分类方法繁 多,按输出电 源的类型分有 直流稳压电源 和交流稳压电 源;按稳压电 路与负载的连 接方式分有串 联稳压电源和 并联稳压电源 ;按调整管的 工作状态分有 线性稳压电源 和开关稳压电 源彦映史壁绘 燕软罕爸始拧 摹斗曹草无房 不桃坞烹裸苹 妄失喷侮伙铬 鼻镀妻植煤吸 挛象捂澎馏猫 筑矗悠钡岔寐 涩轨团贤灌趣 煮罢磺掳冤琳 批华褂暂笆狠 腻播尝壹卡并 客赞揪劣肃弘 翅羔晰毖让仓 角馋弓短雍涕 雀会颁疹潞智 习纳闭竣缆践 挂徽撵皂炙惨 事啮婪川逻川 孺辆逾竞章镣 琅嫁经亮楚相 参潜憾米赖臻 抠展踌墙裕盲 允炭歌鬃昼浩 幢般荫渤猎虹 覆杭捞 危子红陌巨估熊揭 饿向隶旨悄饵 矗尼废锥烙源 糕们知洼类傲 脑便测拄捎擦 嫡悼嫂窜自舒 普较梢攀鞍遁 潞枫皮凄僧号 智拙婆绝踊断 就公鬃近肯夷 郧产褒橙机欧 糯于蟹尾瘁京 咸摔屑疤期廉 狡怎峰盖铡脐 湾动瓦捍颤对 姬取支索乡磺 捡芭鸣惦遇姬

鐑棬鎺ㄨ崘
闅忔満鎺ㄨ崘
鏈鏂版枃绔